基于软开关技术的PWM变频调速系统

        1引言

　　PWM(脉宽调制)功率变换技术省去了庞大笨重的工频变压器，减小了装置的体积重量，提高了电源的功率密度与整机效率。

然而，在硬开关状态下工作的PWM变换器，随着开关频率的上升，一方面开关管的开关损耗会成比例地上升，使电路效率降低，处理功率的能力减小；另一方面，会产生严重的电磁干扰(EMI)。

　　由于功率开关管并不是理想开关，开通和关断都需要一定时间，在这段时间里，在开关管两端电压(或电流)减小的同时，通过的电流(或电压)上升，形成电压和电流波形的交叠，从而产生了开关损耗。

本文介绍一种采用软开关技术的PWM变频调速系统，使开关损耗大幅减小。

　　2软开关技术的优点

　　所谓软开关通常是指零电压开关ZVS(zerovoltageswitching)和零电流开关ZCS(zerocurrentswitchingz)或近似零电压开关与零电流开关。

　　硬开关过程是通过突变的开关过程中断功率流完成能量的变换过程；而软开关过程是通过电感L和电容C的谐振，使开关器件中电流(或电压)按正弦或准正弦规律变化，当电流自然过零时器件关断；当电压降到零时，器件导通。

开关器件在零电压或零电流条件下完成导通与关断的过程，使器件的开关损耗理论上为零。

　　软开关技术的应用，在理论上使开关管的开关损耗为零，从而可以使开关频率进一步提高，使电力电子变换器具有更高的效率，更高的功率密度，体积、重量大大减小，具有更高的可靠性；并可有效地减小电能变换装置引起的电磁污染(EMI)和环境污染(噪声等)。

　　3ADRPI变换桥臂的拓扑结构及工作原理

　　辅助二极管变换极逆变器（ADRPI）拓扑结构见图1。

若定义电路中Q1导通、Q2截止为“1”状态，而Q2导通、Q1截止为“0”状态，则这种变换桥臂的基本工作原理是：

图1 ADRPI一条变换臂的拓扑结构图

　　（1）设电路的初始状态为“1”状态，即Q1导通、Q2截止，极电压VC2由于箝位二极管Dc的作用被箝位在电源电压Vin，电感电流iL为稳定正值，电感电压VL等于零，这时的电感L作为能量储存元件而存在。

这个状态的持续时间由系统的PWM调制策略所决定。

　　（2）当电路需从“1”状态变为“0”状态时，在缓冲电容CC1的作用下关断Q1，电感电流iL通过二极管D2续流，电感L与电容C2谐振。

当iL由正值变为负值时，Q2在零电压条件下自然导通。

当VC2谐振到零时，二极管Dfw导通，VC2被箍位在零值，iL保持为稳定负值，VL为零，电路保持在“0”状态。

　　（3）当PWM调制要求电路从“0”状态变回到“1”状态时，在缓冲电容CC2的作用下关断Q2，iL通过二极管D1续流，L与电容C1谐振。

当iL由负值变为正值时，Q1在零电压条件下自然导通。

当VC2谐振到Vin时，二极管Dc导通，VC2被箝位到电源电压Vin，iL保持为稳定正值，VL为零，电路回到“1”状态。

　　从以上ADRPI变换桥臂的工作过程可看出，开关次序Q1D2Q2D1，给所有开关器件提供了最优越的开关环境。

在Q1、Q2的导通过程中，通过带有零电压检测的基极驱动电路检测横跨开关器件两端的电压，以保证当二极管D1或D2停止导电后，Q1或Q2迅速自然导通，这样就基本上消除了器件的导通损耗。

而且在这个过程中并不需要使用快速二极管，二极管D1、D2在通过其上的电流为零后自然关断。

Q1、Q2的关断过程是在缓冲电容CC1、CC2的作用下完成的。

在Q1、Q2关断的瞬间，其上电压为零，而后，其上的dv/dt将受到CC1、CC2的限制，这样就完全排除了在关断过程中大电流和高电压同时存在的可能，从而极大地减少了关断损耗。

二极管Dfw和Dc也具有非常良好的工作环境，其上的dv/dt被谐振电容所限制，而关断时的di/dt又被电感L所限制。

　　在这种零电压开关模式下工作的大功率开关管，只有在横跨其两端电压为零时才能导通，这意味着同一桥臂的另一开关此时承受着全部电压，即已经关断。

因此这种技术从根本上排除了由于直通而造成电源短路的可能，使逆变桥臂的工作具有很高的可靠性。

图1所示拓扑结构又称为结实型变换桥臂（ruggedinvertleg）。

　　使用一条结实型桥臂，可使稳定的直流电源变为可调节的直流电源，输出电压随着占空比的变化从零电压变化到电源电压，并且允许功率反向流动，这种电源可用于两象限的直流传动控制。

使用两条结实型桥臂，可构成一单相交流电源，这种逆变器理论上对负载功率因数没有任何限制，因此可用于不间断电源或单相交流传动控制系统。

　　我们在主电路中使用三条结实型桥臂构成三相交流逆变器，这种逆变器可对具有任意功率因数的三相不平衡负载供电，可用于三相交流传动控制系统。

 

        4控制电路和系统应用软件的设计

　　41系统控制电路

　　系统控制电路如图2所示。

图2 系统控制电路原理图

　　系统控制电路以8051单片机为中央单元，与825316位可编程计数/定时器、8155可编程RAM、I/O口扩展芯片及EPROM等组成HEF4752V的支持电路。

　　8051主要完成控制工作，向8253送时间常数和控制字。

8253的三个计数器分别生成HEF4752V所需的fvct、ffct、frct和foct。

8155用于扩展I/O口，接受控制字，给定各切换点的开关频率值。

　　鉴于本系统对精度要求不高，控制系统采用开环控制。

利用PWMIC，使控制系统的软硬件设计较为简单，而且，本系统具有良好的保护功能和检测功能，系统输出的电压波形中谐波次数也很高，极易滤除。

　　HEF4752共分8个载波区段，载波频率比N=15、21、30、42、60、84、120、168，载波频率比与输出频率的关系见表1。

对应每个载波频率比区段，FCT计数器送出2N个δi数据供脉宽调制用。

在相同的载波频率比N下，fvct越高，则调幅比a越小，使输出电压越低。

这样，就得到了经双边调制的某相输出信号。

当载波频率比N与fvct确定以后，一个周期中调制值δi的变化规律也就相应确定。

表1 载波频率比与输出频率的关系

　　HEF4752输出SPWM波的频率f是由FCT时钟计数器经3360分频后得到的。

而开关频率fr则是FCT计数器经与载波频率比N的8个值对应的8组分频器分频后得到。

这8组分频器分频数分别是224（对应N=15）、160、112、80、56、40、28、20（对应N=168）。

必须根据开关器件容许的开关频率来限制最高开关频率frmax。

　　在频率比变化点附近，为了避免不稳定，设置了频率比重叠区。

　　IGBT是电压驱动，对驱动电路的要求比较高，一般有分立元件构成的驱动电路和集成化专用驱动电路。

本系统采用HL402具有先降栅压、后软关断的双重短路保护功能的芯片。

其性能更好，整机的可靠性更高及体积更小。

　　42系统应用软件的设计

　　在系统应用软件的设计过程中，本系统采用了如下措施：

　　（1）HEF4752各端口的连接

　　HEF4752的三个时钟输入，由8253的三个计数器输出，计数器的“0”号输出端，接到HEF4752的FCT时钟输入端；计数器的“1”号输出端接到HEF4752V的OCT和RCT时钟输入端；计数器的“3”号输出端接到HEF4752的VCT时钟输入端。

　　（2）8253的时间常数

　　8253的计数时钟为2MHz，得到三个通道的时间常数为

　　0＃ffct0012H

　　1＃frct、foct0007H

　　2＃fvct0008H

　　在程序中，我们规定控制方式字如表2所示。

表2 控制方式字内容

　　8051从8155读入控制方式字及输出频率，向8253送入相应的时间常数，按控制方式字提供的控制方式来控制。

当系统没有接到中断信号的时候，仍按以前的方式输出，当系统接到中断信号时，8051会重新读入控制方式字和给定频率，改变输出状态。

 

嵌入式操作系统μC／OS-Ⅱ在数控系统中的应用
嵌入式操作系统μC／OS-Ⅱ是一个可裁剪、源码开放、结构小巧、抢先式的实时多任务内核，主要面向中小型嵌入式系统，具有执行效率高，占用空间小，可移植性强，实时性能优良和可

印制板的厚度覆铜板的厚度通常为1.0mm、1.5mm、2.0mm等。在确定板的厚度时，主要考虑对元器件的承重和振动冲击等因素。如果板的尺寸过大或板上的元器件过重，都应该适当增加板的厚度或对电

超导磁体失超检测中电压隔离校正电路的设计       采用有源功率检测法，设计和制作了超导混合储能磁体能量储存系统的失超检测中的电压隔离校正装置。该装置用于隔离超导线圈的干扰信号，以及消除串联线圈电感分量，

大电流电感